Урок 1.12 Стабилизаторы напряжения — Радиомастер инфо
Стабилизатор напряжения, это устройство, которое при изменении входного напряжения и тока нагрузки удерживает выходное напряжение на заданном неизменном уровне.
Простейший стабилизатор напряжения, схема:
Основным элементом стабилизатора является стабилитрон, на схеме он обозначен VD. Стабилитрон, это диод, с определенным пробивным обратным напряжением. Напряжение, при котором наступает пробой, называется напряжением стабилизации. Это напряжение остается постоянным при изменении тока через стабилитрон от значения Iст мин до Iст макс. (показано на графике ниже). Величина тока стабилизации задается балластным резистором R. Именно ограничение тока не позволяет выходить из строя стабилитрону при пробивном напряжении на нем.
Как работает стабилизатор напряжения, рассмотрим на конкретном примере.
Допустим, на выходе нужно иметь постоянное напряжение 12 В, при напряжении на входе 220 В. Задаем диапазон допустимого изменения напряжения на входе, например ±10%. Это значит, что напряжение будет изменяться от 198 В до 242 В. Напряжение после выпрямления диодами так же будет изменяться на ±10%. Но даже уменьшенное на 10% оно должно превышать необходимое на выходе 12 В на величину падения напряжения на балластном резисторе R. С учетом этого, для работы стабилизатора выберем трансформатор, вторичная обмотка которого будет обеспечивать после диодов 15 В, при напряжении на входе трансформатора 220 В. Тогда, при изменении напряжения на входе на ±10% напряжение после выпрямления диодами будет изменяться от 13,5 В до 16,5 В. На балластном резисторе будет падать максимум 4,5 В. Ток стабилитрона возьмем приблизительно средний, 20 мА (смотри слева на вольт-амперной характеристике).
4,5 : 0,02 = 225 Ом, выбираем ближайший стандартный номинал 220 Ом, мощность рассеиваемая этим резистором составит 4,5 В × 0,02 А = 0,09 Вт, ближайший стандарт 0,125 Вт.
Для наглядности сведем эти данные в таблицу:
| Напряжение сети | Напряжение после выпрямителя | Ток стабилитрона | Напряжение на нагрузке |
| 220 В | 15 В | 14 мА | 12 В |
| 198 В | 13,5 В | 7 мА | 12 В |
| 242 В | 16,5 В | 20 мА | 12 В |
Вывод.
При изменении напряжения на первичной обмотке трансформатора от 198 В до 242 В, напряжение после выпрямления диодами будет меняться от 13,5 В до 16,5 В, а на выходе стабилизатора напряжение будет оставаться равным 12 В. Все лишнее напряжение будет падать на балластном резисторе R.
Другими словами при повышении напряжения ток через стабилитрон будет увеличиваться, что приведет к увеличению падения напряжения на балластном резисторе, в результате чего на выходе стабилизатора напряжение останется неизменным.
Основным недостатком рассмотренной схемы является то, что ток нагрузки не может превышать 0,1 тока через стабилитрон. В нашем примере, максимальный ток нагрузки не может превышать 20 мА × 0,1 = 2 мА. Если ток будет больше, то выходное напряжение не сможет удерживаться на заданном уровне 12 В.
Стабилизатор напряжения с усилителем на транзисторе.
Чтобы стабилизатор мог обеспечивать больший ток в нагрузке, применяют усилители на транзисторах. Ниже приводится простейшая схема стабилизатора напряжения с усилителем на одном транзисторе.
Принцип работы этого стабилизатора аналогичный описанному выше. Отличие состоит в том, что ток нагрузки не течет через стабилитрон, а течет через коллектор-эмиттер транзистора.
Стабилитрон поддерживает на базе транзистора стабильное напряжение, такое же стабильное напряжение, отличающееся на небольшое (меньше 1 вольта) падение напряжения на открытом
Максимальный ток нагрузки будет равен току стабилитрона, умноженному на коэффициент усиления транзистора, который может быть равен 10 и намного выше.
Для повышения коэффициента стабилизации при больших токах нагрузки может применяться несколько транзисторов. Выпускаются микросхемы, внутри которых собраны все детали стабилизатора. Эти микросхемы имеют всего три вывода для подключения: вход, общий и выход. Стабилизаторы, схемы которых построены по такому принципу, называются компенсационными.
Основной недостаток компенсационных стабилизаторов – большая мощность, рассеиваемая на регулирующем элементе. При больших токах обязательно применение радиаторов для охлаждения. Такой принцип не позволяет достигать высоких значений коэффициента полезного действия (кпд).
Импульсный стабилизатор напряжения.
Для повышения кпд стабилизаторов был разработан принцип на основе широтно-импульсного модулятора.
Суть этого принципа в следующем. Переменное напряжение после выпрямления диодами подается на схему, состоящую из импульсного ключа и генератора прямоугольных импульсов частотой несколько килогерц. Эти импульсы открывают и закрывают мощный транзисторный ключ. После прохождения ключа импульсы преобразуются в постоянное напряжение. Чем больше длительность этих импульсов, тем выше постоянное напряжение. Если на выходе поставить устройство контроля за величиной постоянного напряжения и связать его с управлением длительностью импульсов генератора, то получим эффективный стабилизатор.
Например, зададим выходное напряжение 12 В. Если оно начнет по каким-либо причинам увеличиваться устройство контроля начнет уменьшать длительность импульсов генератора и вернет выходное напряжение в норму. Если выходное напряжение начнет уменьшаться, то по этой же причине длительность импульсов генератора начнет увеличиваться и компенсирует это уменьшение.
Мощный ключ в такой схеме имеет два устойчивых состояния – полностью открыт или полностью закрыт. При этом величина выходного напряжения прямо пропорциональна времени открытого состояния ключа. Падение напряжения на нем минимально и он практически не греется, что существенно повышает кпд таких стабилизаторов.
Пример структурной схемы импульсного стабилизатора напряжения показан ниже:
2.04. Использование эмиттерны повторителей в качестве стабилизаторов напряжения
ГЛАВА 2. ТРАНЗИСТОРЫ
НЕКОТОРЫЕ ОСНОВНЫЕ ТРАНЗИСТОРНЫЕ СХЕМЫ
Простейшим стабилизатором напряжения служит обычный зенеровский диод-стабилитрон (рис. 2.11). Через него должен протекать некоторый ток, поэтому нужно обеспечить выполнение следующего условия:
(Uвх — Uвых)/R > Iвых(макс).
Рис. 2.11. Простой стабилизатор напряжения на основе зенеровского диода.
Так как напряжение Uвх не стабилизировано, то в формулу нужно поставить наименьшее возможное значение Uвх.
Это пример того, как следует проектировать схему для жестких условий работы. На практике учитывают также допуски на параметры компонентов, предельные значения напряжения в сети и т. п., стремясь предусмотреть наихудшее возможное сочетание всех значений.
На стабилитроне рассеивается мощность:
Pстаб = [(Uвх — Uвых)/R — Iвых] Uвых.
Для того чтобы предусмотреть работу в жестких условиях, при расчете Pстаб также следует использовать значения Uвх(макс), R(мин.) и Iвых(мин.).
Упражнение 2.3. Разработайте стабилизированный источник напряжения +10 В для токов нагрузки величиной от 0 до 100 мА; входное напряжение изменяется в пределах от 20 до 25 В. В любых условиях (в том числе и в самых жестких) через стабилитрон должен протекать ток 10 мА. На какую предельную мощность должен быть рассчитан стабилитрон?
Стабилизированный источник с зенеровским диодом, как правило, используют в некритичных схемах или в схемах, где потребляемый ток невелик.
Ограничения такой схемы проявляются в следующем:
1. Напряжение Uвых нельзя отрегулировать или установить на заданное значение.
2. Стабилитроны имеют конечное динамическое сопротивление, а в связи с этим они не всегда достаточно сильно сглаживают пульсации входного напряжения и влияние изменения нагрузки.
3. При широком диапазоне изменения токов нагрузки приходится выбирать стабилитрон с большой мощностью рассеяния, так как при малом токе нагрузки он должен рассеять на себе значительную мощность, равную максимальной мощности в нагрузке.
Рис. 2.12. Стабилитрон в сочетании с повторителем обеспечивает увеличение выходного тока.
На рис. 2.12 представлена улучшенная схема, в которой зенеровский диод отделен от нагрузки эмиттерным повторителем. В такой схеме дела обстоят лучше. Ток стабилитрона теперь относительно независим от тока нагрузки, так как по цепи базы транзистора протекает небольшой ток и мощность, рассеиваемая на стабилитроне, значительно меньше (уменьшение в h21э раз).
Резистор Rк можно добавить в схему для того, чтобы он предохранил транзистор от выхода из строя при кратковременном коротком замыкании выхода за счет ограничения тока, и, хотя эмиттерный повторитель нормально работает и без этого резистора, его присутствие в схеме вполне обоснованно. Резистор Rк следует выбирать так, чтобы при максимальном токе нагрузки падение напряжения на нем было меньше, чем на резисторе R.
Упражнение 2.4. Разработайте источник напряжения +10 В, который имел бы такие же параметры, как источник в упражнении 2.3. Используйте в схеме стабилитрон и эмиттерный повторитель. Рассчитайте, какую мощность рассеивают транзистор и стабилитрон в наихудшем случае. Каково процентное изменение тока стабилитрона при переходе от ненагруженного состояния к нагруженному? Сравните эти результаты с результатами предыдущего упражнения.
В ряде вариантов рассмотренной схемы предусматривают меры для снижения пульсаций тока в стабилитроне (протекающего через резистор R).
В частности, может быть использован источник тока для питания стабилитрона. Этот случай мы рассмотрим в разд. 2.06. Другой метод основан на использовании в цепи питания стабилитрона фильтра низких частот (рис. 2.13). Резистор R выбирают так, чтобы обеспечить необходимый ток в стабилитроне. Конденсатор С должен иметь емкость, достаточно большую для того, чтобы выполнялось условие RC » 1/ƒ. (В одном из вариантов этой схемы верхний резистор заменен диодом).
Рис. 2.13. Снижение пульсаций в стабилитроне.
В дальнейшем вы познакомитесь с более совершенными стабилизаторами, в которых выходное напряжение можно легко и плавно настраивать благодаря обратной связи. Вместе с тем они представляют собой гораздо лучшие источники напряжения, выходные импедансы которых измеряются в миллиомах, температурные коэффициенты — в миллионных долях на °С и т.д.
Модель Эберса-Молла для основных транзисторных схем
Стабилизатор тока на полевом транзисторе
Современного человека в быту и на производстве окружает большое количество электротехнических приборов и оборудования.
Для устойчивой, стабильной работы всей этой техники требуется бесперебойная подача электроэнергии. Однако из-за скачков сетевого напряжения, приборы довольно часто выходят из строя. Во избежание подобных ситуаций, применяются специальные устройства, в том числе и стабилизатор тока на полевом транзисторе. Его использование гарантирует нормальную работу электротехники, предотвращает аварии и поломки.
Работа стабилизаторов тока
Качественное питание всех электротехнических устройств можно гарантированно обеспечить лишь, используя стабилизатор тока. С его помощью компенсируются скачки и перепады в сети, увеличивается срок эксплуатации приборов и оборудования.
Основной функцией стабилизатора является автоматическая поддержка тока потребителя с точно заданными параметрами. Кроме скачков тока, удается компенсировать изменяющуюся мощность нагрузки и температуру окружающей среды. Например, с увеличением мощности, потребляемой оборудованием, произойдет соответствующее изменение потребляемого тока.
В результате, произойдет падение напряжения на сопротивлении проводки и источника тока. То есть, с увеличением внутреннего сопротивления, будут более заметны изменения напряжения при увеличении токовой нагрузки.
В состав компенсационного стабилизатора тока с автоматической регулировкой входит цепь отрицательной обратной связи. Изменение соответствующих параметров регулирующего элемента позволяет достичь необходимой стабилизации. На элемент оказывает воздействие импульс обратной связи. Данное явление известно, как функция выходного тока. В зависимости от регулировок, стабилизаторы разделяются на непрерывные, импульсные и смешанные.
Среди множества стабилизаторов очень популярны стабилизаторы тока на полевых транзисторах. Подключение транзистора в данной схеме осуществляется последовательно сопротивлению нагрузки. Это приводит к незначительным изменениям тока нагрузки, в то время, как входное напряжение подвержено существенным изменениям.
↑ Вооружённым глазом
Теперь посмотрим на осциллограммы напряжений на входе и выходе фильтра.
Размах от пика до пика 6 В. На входе фильтра – выпрямительный мост и ёмкость 120 мкФ, на выходе две ёмкости 120 мкФ, ток потребляемый усилителем 0,1 А.
Размах пульсаций на выходе примерно 6 мВ (соответствует синусоидальному сигналу примерно 2 мВ), форма пульсаций более гладкая, подавление пульсаций около 1000 раз! (масштаб на фото, конечно, разный).
Для подавления возможных помех на радиочастотах можно поставить дополнительный LC-фильтр. Для меня в этом не было необходимости – фон и помехи на слух отсутствовали. В усилителях более высокого класса дополнительный LC-фильтр (с небольшой малогабаритной индуктивностью) желателен.
Устройство и работа полевого транзистора
Управление полевыми транзисторами осуществляется посредством электрического поля, отсюда и появилось их название. В свою очередь электрическое поле создается под действием напряжения. Таким образом, все полевые транзисторы относятся к полупроводниковым приборам, управляемым напряжением.
Канал этих устройств открывается только с помощью напряжения. При этом, ток не протекает через входные электроды. Исключение составляет лишь незначительный ток утечки. Отсюда следует, что какие-либо затраты мощности на управление отсутствуют. Однако на практике не всегда используется статический режим, в процессе переключения транзисторов задействована некоторая частота.
В конструкцию полевого транзистора входит внутренняя переходная емкость, через которую протекает некоторое количество тока во время переключения. Поэтому для управления затрачивается незначительное количество мощности.
В состав полевого транзистора входит три электрода. Каждый из них имеет собственное название: исток, сток и затвор. На английском языке эти наименования соответственно будут выглядеть, как source, drain и gate. Канал можно сравнить с трубой, по которой движется водяной поток, соответствующий заряженным частицам. Вход потока происходит через исток. Выход заряженного потока происходит через сток.
Для закрытия или открытия потока существует затвор, выполняющий функцию крана. Течение заряженных частиц возможно лишь при условии напряжения, прилагаемого между стоком и истоком. При отсутствии напряжения тока в канале также не будет.
Таким образом, чем больше значение подаваемого напряжения, тем сильнее открывается кран. Это приводит к увеличению тока в канале на участке сток-исток и уменьшению сопротивления канала. В источниках питания применяется ключевой режим работы полевых транзисторов, позволяющий полностью закрывать или открывать канал.
Простые импульсные блоки питания
Извните, что отвечаю с опозданием на Ваши комментарии, но зато — попробую ответить на все сразу. Блоки питания по приведенным схемам хороши в работе до 0,5 кВт. Именно до этого значения типы транзисторов, используемых в схеме, не нуждаются в замене.
По поводу полумостовых схем с применением специализированных микросхем. Как правило, использование микросхем дает ряд преимуществ таких, как: постоянство частоты, возможность стабилизации выходного напряжения.
Кроме того, большинство современных микросхем имеют встроенные узлы защиты от перенапряжения и токовой перегрузки. Но теряется простота изготовления. Для микросхем нужны отдельные источники питания либо способность запускаться в режиме малого потребления, как, например у UC3825. Топология монтажа, особенно при работе с полевыми транзисторами, должна быть тщательно продумана (никто, правда, не отменял продумывание монтажа и в более простых схемах), навесной монтаж противопоказан в принципе.
Приведенные же схемки я просто собираю навесом и не испытываю неудобств с отсутствием повторяемости. Угроза выхода из строя такой простой схемки невелика в условиях нормальной эксплуатации. Недостатки — изменение частоты при изменении нагрузки, отсутствие какой-либо защиты, нет стабилизации. Но для многих целей стабилизация и не нужна. При сильном желании ввести стабилизацию можно всегда. Несколько таких схем были собраны мною для лабораторных БП. На нестабилизированный выход собственно преобразователя ставился регулируемый стабилизатор напряжения (в нескольких случаях — импульсный), со всеми необходимыми защитными функциями, присущими лабораторным БП.
Поверьте, нестабилизированный преобразователь + модуль регулируемого стабилизатора лучше, чем регулируемый ШИМ-преобразователь, который не многим по силам собрать и заставить работать так, как задумано. Защита легко внедряется в эти схемы с небольшими дополнительными затратами и некоторым ухудшением КПД преобразователя.
По поводу феррита.
3000НМ или 2000НМ — выбор за конструктором. Трансформатор, выполненный на К3000НМ будет работать с намоточными данными, расчитанными для феррита К2000НМ при условии одинаковых геометрических параметров. Индукционные и частотные параметры этих ферритов приблизительно одинаковы.
По фильтрам.
Пардон, но каждый сам решает, какие фильтры, сколько и куда поставить. Без фильтров, разумеется, такие схемы лучше не эксплуатировать. На рисунке самой схемы их нет лишь потому, что фильтры должны присутствовать в аналогичных схемах по умолчанию. Т.к. их можно сейчас найти без проблем в готовом виде и в любом количестве, решил их просто не рисовать.
Пришлось бы писать еще и моточные данные. Следует заметить, что подобные схемы нужно еще и экранировать. Фильтры препятствуют лишь проникновению помехи в проводник, сами являясь при этом излучателем «эфирной» электромагнитной помехи.
Спасибо.
Важность пребывания транзистора в режиме насыщения
Первым серьезным вызовом этому идеализированному анализу данной схемы является тот факт, что всё разваливается, когда транзистор не находится в режиме насыщения. Если Q2 находится в области триода (т.е. в линейной), ток стока будет сильно зависеть от Vсток-исток (VDS). Другими словами, у нас больше нет источника тока, потому что на ток смещения влияет Vит. Мы знаем, что напряжение затвор-сток Q2, чтобы поддерживать насыщение, должно быть меньше порогового напряжения.
Другой способ сказать это: Q2 покинет область насыщения, когда напряжение стока станет на Vпорог вольт ниже, чем напряжение затвора. Мы не можем указать точное число, потому что и напряжение на затворе, и пороговое напряжение будут варьироваться от одной реализации к другой.
Пример: напряжение затвора, необходимое для генерации требуемого тока смещения, составляет около 0,9 В, а пороговое напряжение составляет 0,6 В; это означает, что мы можем поддерживать насыщение до тех пор, пока Vит остается выше ~ 0,3 В.
Схема регулируемого стабилизатора
Основной радиодеталью данного устройства является полевой (MOSFET) транзистор, в качестве которого можно использовать IRLZ24/32/44 и другие подобные. Наиболее часто они производятся компаниями IRF и Vishay в корпусах TO-220 и D2Pak. Стоит около 0.58$ грн в розницу, на ebay 10psc можно приобрести за 3$ (0,3 доллара за штуку). Такой мощный транзистор имеет три вывода: сток (drain), исток (source) и затвор (gate), он имеет такую структуру: металл-диэлектрик(диоксид кремния SiO2)-полупроводник. Микросхема-стабилизатор TL431 в корпусе TO-92 обеспечивает возможность настраивать значение выходного электрического напряжения. Сам транзистор я оставил на радиаторе и припаял его к плате с помощью проводков.
2\]
Ток стока прямо пропорционален отношению ширины к длине, и, таким образом, мы можем увеличить или уменьшить Iсмещ, просто сделав отношение W/L в Q2 выше или ниже, чем в Q1. Например, если мы хотим, чтобы ток смещения был в два раза больше опорного тока, все, что нам нужно сделать, это сохранить длины каналов одинаковыми и увеличить ширину канала в Q2 в два раза. (Это может показаться не таким простым, если вы привыкли работать с дискретными полевыми транзисторами, но указание размеров канала является стандартной практикой при проектировании микросхем).
Также очень просто использовать эту схему для «токового управления». Следующая схема иллюстрирует концепцию токового управления:
Рисунок 5 – Токовое управление
Это включение MOSFET транзисторов позволяет генерировать множество токов смещения от одного опорного тока. Более того, каждый из этих токов может быть разным – их можно индивидуально изменять, просто регулируя соотношения ширины канала к его длине.
Параметрический стабилизатор на транзисторе и стабилитроне своими руками
Как известно, ни одно электронное устройство не работает без подходящего источника питания.
В самом простейшем случае, в качестве источника питания может выступать обычный трансформатор и диодный мост (выпрямитель) со сглаживающим конденсатором. Однако, не всегда под рукой есть трансформатор на нужное напряжение. Да и тем более, такой источник питания нельзя назвать стабилизированным, ведь напряжение на его выходе будет зависеть от напряжения в сети. Вариант решения этих двух проблем – использовать готовые стабилизаторы, например, 78L05, 78L12. Они удобны в использовании, но опять-таки не всегда есть под рукой. Ещё один вариант – использовать параметрический стабилизатор на стабилитроне и транзисторе. Его схема показана ниже.
Схема стабилизатора
VD1-VD4 на этой схеме – обычный диодный мост, преобразующий переменное напряжение с трансформатора в постоянное. Конденсатор С1 сглаживает пульсации напряжения, превращая напряжение из пульсирующего в постоянное. Параллельно этому конденсатору стоит поставить плёночный или керамический конденсатор небольшой ёмкости для фильтрации высокочастотных пульсаций, т.
к. при большой частоте электролитический конденсатор плохо справляется со своей задачей. Электролитические конденсаторы С2 и С3 в этой схеме стоят с этой же целью – сглаживание любых пульсаций. Цепочка R1 – VD5 служит для формирования стабилизированного напряжения, резистор R1 в ней задаёт ток стабилизации стабилитрона. Резистор R2 нагрузочный. Транзистор в этой схеме гасит на себе всю разницу входного и выходного напряжения, поэтому на нём рассеивается приличное количество тепла. Данная схема не предназначена для подключения мощной нагрузки, но, тем не менее, транзистор стоит прикрутить к радиатору с использованием теплопроводящей пасты. Напряжение на выходе схемы зависит от выбора стабилитрона и значения резисторов. Ниже показана таблица, в которой указаны номиналы элементов для получения на выходе 5, 6, 9, 12, 15 вольт.
Вместо транзистора КТ829А можно использовать импортные аналоги, например, TIP41 или BDX53. Диодный мост допустимо ставить любой, подходящий по току и напряжению.
Кроме того, можно собрать его из отдельных диодов. Таким образом, при использовании минимума деталей получается работоспособный стабилизатор напряжения, от которого можно питать другие электронные устройства, потребляющие небольшой ток. Фото собранного мной стабилизатора:
Плата устройства
Автор – Дмитрий С.
Компенсационный стабилизатор напряжения. — ChipClub
При проектировании источников питания электронной аппаратуры предъявляются высокие требования к стабильности питающего напряжения. Как медленные, так и быстрые колебания (нестабильности и пульсации) напряжения питания существенно изменяют режимы и параметры работы радиоэлектронных схем. Причинами нестабильности могут быть колебания напряжения и частоты питающей сети, изменения нагрузки, пульсации выпрямленного напряжения, колебания влажности окружающей среды. Например, для питания измерительных устройств, работающих с точностью 0,1%, требуется стабильность напряжения питания не хуже 0,01%.
Компенсационный стабилизатор
Различают компенсационные стабилизаторы напряжения непрерывного и импульсного действия. Стабилизаторы напряжения непрерывного действия представляют собой систему автоматического регулирования, в которой фактическое значение выходного напряжения сравнивается с заданным значением эталонного (опорного) напряжения. Возникающий при этом сигнал рассогласования усиливается и должен воздействовать на регулирующий элемент стабилизатора таким образом, чтобы выходное напряжение стремилось вернуться к заданному уровню. В качестве источника опорного напряжения обычно используют параметрический стабилизатор, работающий с малыми токами нагрузки, представляющий собой цепочку, состоящую из резистора и стабилитрона. В зависимости от способа включения регулирующего элемента различают компенсационные стабилизаторы последовательного и параллельного типов.
Схему, состоящую из регулирующего элемента и сопротивления нагрузки можно представить как делитель напряжения, в котором определённая часть входного напряжения «падает» на сопротивлении нагрузки, а всё остальное напряжение – на регулирующем элементе. При этом, и все изменения входного напряжения отражаются не на нагрузке, а на регулирующем элементе. Опорное стабилизированное напряжение формируется источником опорного напряжения ИОН. Схема сравнения ССсравнивает выходное напряжение Uн с опорным напряжением Uоп. Разностный сигнал рассогласования Uн — Uоп, формируемый схемой сравнения СС, поступает на вход усилителя постоянного тока У, усиливается и воздействует на регулирующий элемент РЭ.
Если в нагрузке оказывается напряжение Uн большее, чем опорное Uоп – имеет место положительный сигнал рассогласования (Uн — Uоп) > 0, тогда внутреннее сопротивление РЭвозрастает и падение напряжения Uрэ на нем увеличивается.
Так как регулирующий элемент и нагрузка включены последовательно, то при увеличении Uрэ выходное напряжение уменьшается. При уменьшении выходного напряжения Uн, отрицательном сигнале рассогласования (Uн — Uоп) < 0, наоборот, внутреннее сопротивление РЭ и падение напряжения на нем уменьшаются, что приводит к возрастанию выходного напряжения Uн.
Принципиальная схема компенсационного стабилизатора напряжения последовательного типа на транзисторах приведена на следующем рисунке. Для более простого понимания того, как работает схема, мы рассмотрим её работу поэлементно.
Источник опорного напряжения выполнен на резисторе Rб и стабилитроне VD.
Схема сравнения выполнена по принципу измерительного моста. Это – типовая измерительная схема сравнения, которая довольно часто применяется в различных схемах, поэтому актуальна не только в стабилизаторах напряжения.
Рассмотрим измерительный мост более подробно.
Для этого мы изобразим его отдельно от остальных элементов стабилизатора. Источник опорного напряжения Rб-VD и делитель напряжения R1-R2-R3подключены к выходу стабилизатора параллельно. Переменный резистор R2 для наглядности поделен на схеме на две половины – два постоянных резистора R2/1и R2/2. Если к средним точкам этих цепочек подключить вольтметр, то он будет реагировать на разность напряжений, между этими точками. А если использовать вольтметр со шкалой, у которой нуль находится посередине, тогда наглядно будет видно в какой средней точке напряжение выше, а в какой ниже. Основное состояние измерительного моста, которое используется в стабилизаторе напряжения, это — явление баланса моста, состояние, при котором значение напряжения в средних точках равно.
Предположим, что сопротивление резисторов R1 и R3 равны, а «ползунок» резистора R2 находится в среднем положении. Тогда сопротивления плечR1+R2/1 и R2/2+R3 равны.
Это означает, что на выводе «ползунка» резистораR2 будет ровно половина находящегося на клеммах напряжения. Предположим, что мы подали на клеммы ровно 9 вольт, тогда в средней точке резисторов будет 4,5 вольта (ровно половина). Источник опорного напряжения мы поставим на напряжение стабилизации 4,5 вольта – равное значению средней точки делителя на резисторах R1, R2, R3. Поэтому, по причине отсутствия разности потенциалов в средних точках стрелка вольтметра будет стоять на нуле. Если мы увеличим напряжение до 10 вольт, то в средней точке делителя R1+R2/1 и R2/2+R3напряжение поднимется до 5 вольт, а на источнике опорного напряжения оно так и останется 4,5 вольта (стабилитрон не позволит увеличиться напряжению на своём кристале) и стрелка вольтметра отклонится влево на 0,5 вольта.
Если наоборот, мы уменьшим напряжение до 8 вольт, то в средней точке делителя R1+R2/1 иR2/2+R3 напряжение уменьшится до 4 вольт, а на источнике опорного напряжения оно по-прежнему останется 4,5 вольта и теперь, стрелка вольтметра отклонится вправо на 0,5 вольта.
А теперь вернёмся к схеме стабилизатора напряжения. В ней функцию вольтметра выполняет транзистор VT2, который в процессе работы схемы стабилизации используется в «рабочем» усилительном режиме (полуоткрытом состоянии). Роль регулирующего элемента в этой схеме стабилизатора играет транзистор VT1. Его задача – в случае нарушения баланса измерительного моста, определяемого базо-эмиттерным переходом, восстановить этот баланс путём изменения сопротивления перехода эмиттер-коллектор управляющего элемента, и как следствие — уменьшение, или увеличение выходного напряжения.
При увеличении Uвх, выходное напряжение возрастает по абсолютному значению, создавая отрицательный сигнал рассогласования напряжения Uэ62на входе усилителя постоянного тока, выполненного на транзисторе VT2. Транзистор, подключенный к средним точкам измерительного моста «приоткрывается». Ток коллектора транзистора VT2 возрастает, а потенциал коллектора VT2 становится более положительным относительно потенциала земли.
Напряжение эмиттер-база транзистора VT1 уменьшается, что приводит к возрастанию внутреннего сопротивления транзистора VT1и падению напряжения на нем. Выходное напряжение при этом уменьшается, стремясь к прежнему значению. При уменьшении входного напряжения Uвх наоборот, транзистор VT2 «призакрывается», что приводит к увеличению напряжения база-эмиттер транзистора VT1, в результате чего сопротивление транзистора уменьшается и выходное напряжение повышается, стремясь к номинальному напряжению стабилизации.
Обратите внимание, что на схемах изображалась «точка» подключения к какому то источнику напряжения Е0. Для повышения коэффициента стабилизации схемы резистор Rк, определяющий базовый ток регулирующего транзистора VT1, подключается к стабильному источнику напряжения –Е0. Если Е0 не стабилен, то его колебания передаются через резистор Rк на базу регулирующего транзистора VT1 и ухудшают коэффициент стабилизации схемы.
Довольно часто встречаются радиолюбительские схемы стабилизаторов, в которых резистор Rк подключен напрямую ко входному контакту -Uвх. В результате этого, стабилизатор работает в качестве автоматического регулятора «среднего» выходного напряжения, и абсолютно не подавляет никакие пульсации сетевого напряжения. Лучшим источником стабильного напряжения является гальванический элемент, но его использование в большинстве случаев – не оправдывает себя. В сложных устройствах с несколькими источниками стабилизированного питания часто для целей стабилизированного смещения одного более мощного стабилизатора используют выходное напряжение другого стабилизатора, но с меньшей нагрузкой.
Наиболее простой способ – использовать дополнительный источник стабильного опорного напряжения, как показано на рисунке. Для исключения кратковременных скачков напряжения стабилизации, которые могут быть вызваны бросками входного напряжения, или сопротивления нагрузки, параллельно стабилитрону добавлен конденсатор С.
Практически постоянно в радиолюбительской практике упускается важность этого источника опорного напряжения. В простейшем случае, как я писал, резистор Rк подключается напрямую к -Uвх, без всяких стабилитронов. Выбирать Вам – допускать пульсацию, или нет. Я думаю три дополнительных радиоэлемента – резистор, стабилитрон и конденсатор в этой схеме стабилизатора не помешают.Расчёт стабилизатора постоянного напряжения компенсационного типа и практические советы конструкторамКак и ранее, я не пишу сложные формулы радиолюбительских расчётов, которые отбивают желание вообще становиться радиолюбителями. Они мной применяются только тогда, когда их использование действительно необходимо. Кроме того, если Вы научитесь понимать их физический смысл, то Вы самостоятельно сможете применять их на практике для расчётов цепей.
Расчёт стабилизированного блока питания мы будем проводить с использованием конкретной схемы, которую мы сначала изобразим, соблюдая правила построения схем, а потом рассчитаем на основе предъявляемых к ней требований.
1. Прежде всего, обратите внимание, на то, что большинство блоков питания имеет минус на массе, поэтому мы так же выполняя условие – «минус на массе» изменим полярности диодов и конденсаторов, а кроме того — тип проводимости транзисторов с p-n-p на n-p-n.
3.
Ток через делитель Iдел состоящий из R1,R2,R3 выбирают обычно на порядок меньше (в 10 раз), чем ток, протекающий по цепи Rб, VD1. Увеличение или уменьшение тока делителя за счет снижения, или повышения сопротивлений R1,R2,R3нецелесообразно, так как приводит к существенному уменьшению КПД, или чувствительности схемы к изменению выходного напряжения и его пульсациям. 4. Резистор R2 предназначен для регулировки стабилизированного напряжения в небольших пределах. Пределы регулировок выходного напряжения такого стабилизатора ограничены параметрами стабилитрона – минимальным и максимальным током стабилизации. Как это выглядит практически, я затрону в процессе расчётов.
5. Напряжение стабилизации дополнительного источника опорного напряжения, используемого для смещения транзистора регулирующего элемента должно не менее, чем в 1,5 раза превышать значение выходного напряжения стабилизатора. Иначе силовыми транзисторами VT2 и VT3 «нечем будет управлять» — напряжение на эмиттерах будет превышать базовое, и ни о какой стабилизации речи не будет.
6. Предыдущее условие накладывает ограничения на нагрузочные способности стабилизатора потому, что разница входного и выходного напряжения стабилизатора помноженная на выходной ток, будет «падать» в виде рассеиваемой мощности на силовых транзисторах. Поэтому необходимо выбирать транзисторы способные выдерживать такую мощность – повторяется правило — чем мощнее транзистор, тем лучше. Но чем мощнее транзистор, тем меньше у него коэффициент передачи.Расчёт
Исходные данные (допустим, к разрабатываемому ИП предъявлены такие требования):
— среднее выходное напряжение стабилизатора – 12 вольт;
— максимальный ток нагрузки стабилизатора – 2 ампера;
— используется трансформатор достаточной мощности, с выходным напряжением 25 вольт.
При расчётах сложных схем, обычно идут «с конца к началу», поэтому, предлагаю начать с расчёта схем опорного напряжения и сравнения.
1. Выберем стабилитрон измерительного моста Стабилитрон VD1 выбирается со значением напряжения стабилизации, равном половине выходного напряжения стабилизатора:
12в / 2 = 6 вольт.
При этом условии обеспечивается наилучшая стабилизация. Но стабилитрон на такое напряжение в рознице отсутствует, поэтому выбираем стабилитрон, максимально близкий по напряжению стабилизации – КС156А, у которого Uст = 5,6 вольт, Iст = 10 мА.
2. Найдём резистор Rб:
На резисторе падает напряжение:
Зная падение напряжения и ток стабилизации, по закону Ома определяем сопротивление резистора:Rб = URб / = 6,4в/0,01А = 640 Ом
Ближайшее значение сопротивления резистора по номинальному ряду — 620 Ом.
Мощность резистора находим из условия РRб = URб * Iст * 2 = 6,4в * 0,01А * 2 = 0,128 Вт
Если кто не знает, что в формуле обозначает цифра 2, поясню, это коэффициент запаса по мощности (чтобы резистор не грелся). Ближайшее наибольшее значение мощности резистора по номинальному ряду – 0,125 Вт.
Таким образом, параметры Rб – 620 Ом на 0,125 Вт.
3. Определим возможные значения выходного напряжения стабилизатора, при которых стабилизация происходит.
Они ограничены предельными токами стабилитрона, стоящего в мостовой измерительной цепи.
а) Определим минимальное (регулируемое) напряжение стабилизации: По справочнику минимальный ток стабилизации КС156А = 3 мА, при этом токе значение выходного напряжения стабилизатора составит:
б) Определим максимальное (регулируемое) напряжение стабилизации:
По справочнику максимальный предельный ток стабилизации КС156А = 55 мА. Это большой ток, при котором стабилитрон будет греться и нужны дополнительные меры защиты, поэтому ограничимся значением, в 2 раза превышающем номинальное — 20 мА. При этом токе значение выходного напряжения стабилизатора составит:Uвых.max = Uст + (Iст.max * Rб) = 5,6 в + (0,02 * 620) = 18 вольт
Поскольку мощность прикладываемая к резистору возросла, для того, чтобы резистор Rб не сгорел от большой прикладываемой мощности, его мощность следует увеличить до значения:РRб = URб * Iст * 2 = 12,4 в * 0,02 А * 2 = 0,5 Вт
Если Вы хотите, чтобы Ваш стабилизатор выдавал 18 вольт, то мощность резистора необходимо увеличить, но если Вы делаете стабилизатор на фиксированное напряжение (в данном случае 12 вольт), то этого можно не делать, удовлетворившись расчётом, приведённым в пункте 2.
4. Рассчитаем делитель R1,R2,R3:
Нам известно, что на стабилитроне КС156А падает – 5,6 вольта. А ещё мы знаем, что в режиме стабилизации, транзистор VT1 находится в «рабочей точке», это означает, что на его переходе база-эмиттер «падает» напряжение 0,65 вольта. А это в свою очередь означает, что на базе должно быть всегда 5,6 + 0,65 = 6,25 вольта относительно корпуса стабилизатора. База соединена с «ползунком» среднего регулировочного резистора, значит, это напряжение 6,25 вольта всегда присутствует на его «ползунке».
Исходя из этого, можно составить, систему уравнений с тремя неизвестными, но это Вас только запутает, поэтому мы пойдем по более простому, но практичному пути.
При максимальном напряжении стабилизации Uвых.max = 18 вольт, ползунок находится в нижнем по схеме положении, ток стабилизации Iст.max = 0,02 A, а ток делителя R1,R2,R3 в 10 раз меньше: Iцепи = 0,002 А , следовательно:
R1 + R2 = (Uвых.
max — UR3) / Iцепи = 11,75 / 0,002 = 5,875 кОм.Суммарное сопротивление R1 + R2 + R3 = 5 875 + 3 125 = 9 кОм
При минимальном напряжении стабилизации Uвых.min = 7,46 вольта, ток делителя будет:Iцепи = Uвых.min / (R1 + R2 + R3) = 7,46 / 9000 = 0,00083 А
найдем значение R1 = (Uвых.min – 6,25) / Iцепи = (7,46 – 6,25) / 0,00083 = 1,46 кОм,
отсюда значение R2 = 5,88 – 1,46 = 4,42 Ом,
округлим значения резисторов до значений номинального ряда: R1 = 1,5 кОм, R2 = 4,3 кОм (переменный), R3 = 3 кОм
5. Рассчитаем второй источник опорного напряжения и смещения VT2.
В качестве стабилитрона выбираем Д816А, у которого Uст = 22 вольта, Iст = 10 мА.
Найдём Rсм.
Выходное напряжение трансформатора после выпрямления и сглаживания фильтром = 25 вольт, тогда Rсм = (Uтр. — Uст) / Iст = 25 – 22 / 0,01А = 300 Ом.
Мощность резистора РRсм = URсм / Iст = 3 *0,01 = 0,03 Вт, ближайшая из номинального ряда — 0,125 Вт
Для стабильной работы цепи опорного напряжения Rсм VD2, необходимо, чтобы Rк не оказывал на эту цепь шунтирующего действия. Поэтому ток Rк должен быть не менее, чем в 2 раза меньше тока стабилитрона. Кроме того, на нём падает разность между входным и выходным напряжением: URк = Uтр. — Uвых. = 25 – 12 = 13 вольт,
отсюда: Rк = URк / (Iст/2) = 13 / 0,005 = 2,7 кОм.
Мощность РRк = URк * Iст / 2 = 13 *0,005 = 0,0325 Вт, ближайший 0,125 Вт.
6. Наконец дело дошло до транзисторов.
В качестве VT1 подойдёт транзистор КТ315Г. Он удовлетворяет требованиям:
— достаточно высокий коэффициент усиления (передачи) h31Э = 50…350;
— допустимое напряжение коллектор-эмиттер – 35 вольт.
В качестве VT2 подойдёт транзистор КТ815 с любым буквенным индексом. Коэффициент передачи h31Э = 40 – 70 , обеспечивает усиление тока резистора Rк с 5 мА до 250 мА;
В качестве VT3 попробуем взять не то, что надо искать, а то, что есть — например КТ809А. Коэффициент передачи h31Э = 15…100 , что обеспечивает усиление тока с 250 мА до 3,7 А, но максимальный ток коллектора – 3 А это по справочнику – предел, нет «запаса прочности», поэтому ставим два транзистора в параллель. При выходном напряжении = 12 вольт и токе 2 ампера, на них должно падать 13 вольт, таким образом, общая мощность рассеивания транзисторов: РVT3 = UVT3 * I VT3 = 2 * 13 = 26 Вт.
Это вполне приемлемое значение. Для выравнивания мощностей на транзисторах придётся использовать два резистора в эмитерных цепях выходных транзисторов. 0,05…1 Ом с мощностью по 2 Вт.
7. Остался один резистор Rэ. Rэ = 0,65 / 2 * 50 = 16 Ом,
где 0,65 – падение на переходе база-эмиттер, 2 – номинальный ток нагрузки = 2 ампер), 50 — усреднённое значение коэффициента передачи транзистора.
1. При выборе стабилитронов возможно последовательное их соединение, например два КС156А (по 5,6 вольта) можно соединить последовательно для получения стабилитрона на напряжение стабилизации 11,2 вольта;
2. Для возможности регулировки выходного напряжения в более широких пределах цепочку источника опорного напряжения R3, VD6 (см. схему) подключают не к выходу, а на вход стабилизатора с применением цепей сглаживания (по аналогии с R1, VD5 и С2). Естественно, необходимо пересчитать резистор R3. В результате этого, входное напряжение ИОН не зависит от выходного напряжения, поэтому ток стабилизации номинальный и постоянен. Другой вариант расширения диапазона стабилизируемых напряжений — использование в качестве одного резистора Rб – галентного переключателя с несколькими резисторами;
3. Для повышения нагрузочных свойств стабилизатора, и как следствие повышения надёжности рекомендую вместо двух КТ809А поставить один составной КТ827А без резисторов R4 – R6.
4. Никогда не брезгуйте рассчитать мощность резисторов, иначе это может Вам выйти кучей сгоревших дорогих элементов;
5. В приведённой схеме стабилизатора имеется защита по первичной обмотке трансформатора, а во вторичных цепях защита отсутствует. В простейшем случае поставьте на выходе стабилизатора двух-трехватный предохранитель, но лучше сделать более интеллектуальную схему защиты
| |||||||||||||||||||
Каталог радиолюбительских схем.
Каталог радиолюбительских схем.Усовершенствование импульсного стабилизатора напряжения
В журнале “Радио” № 8 за 1985 год в статье “Простой ключевой стабилизатор напряжения” был описан импульсный стабилизатор напряжения, который при относительной простоте технического решения имеет высокие энергетические показатели и вполне пригоден для электропитания устройств на микросхемах ТТЛ. Вместе с этим при дальнейшей доработке стабилизатора такие его характеристики, как КПД, нестабильность выходного напряжения, длительность и характер переходного процесса при воздействии импульсной нагрузки, удалось значительно улучшить.
Установлено, что при работе стабилизатора возникает так называемый сквозной ток через составной ключевой транзистор. Этот ток появляется в те моменты, когда по сигналу узла сравнения ключевой транзистор открывается, а коммутационный диод еще не успел закрыться. Наличие этого тока вызывает дополнительные потери на нагревание транзистора и диода и уменьшает КПД всего устройства.
Еще один недостаток — значительная пульсация выходного напряжения при токе нагрузки, близком к предельному. Для борьбы с пульсациями в стабилизатор был введен дополнительный выходной LC-филыр (L2C6). Уменьшить нестабильность выходного напряжения от изменения тока нагрузки можно только уменьшением активного сопротивления дросселя L2. Улучшение динамики переходного процесса (в частности, понижение его длительности) связано с необходимостью уменьшить индуктивность дросселя, но при этом неизбежно увеличится пульсация выходного напряжения.
Поэтому оказалось целесообразным фильтр L2C6 исключить (рис. 1), а общую емкость конденсаторов СЗ, С4 увеличить в 5…10 раз параллельным соединением в батарею нескольких конденсаторов.
На рис. 2 изображен вид переходного процесса в доработанном стабилизаторе при импульсном характере нагрузки. Сравнение с графиком, представленным на рис. 3,а в вышеупомянутой статье, показывает значительное улучшение переходного процесса.
Нагрузочные характеристики Uвых=f(Iн) (см. также рис. 2,б той же статьи) при различных значениях входного напряжения доработанного стабилизатора изображены на рис. 3. Из сравнения этих рисунков видно, что нестабильность выходного напряжения в интервале выходного тока от 0,5 до 4 А при входном напряжении 15…25 В уменьшилась в 2 раза.
Цепь R3C2 в исходном стабилизаторе практически не изменяет длительности спада выходного тока, поэтому ее можно удалить (замкнуть резистор R3), а сопротивление резистора R4 увеличить до 820 Ом. Но тогда при увеличении входного напряжения с 15 В до 25 В ток, протекающий через резистор R4 (в исходном устройстве), будет увеличиваться в 1,7 раза, а мощность рассеивания — в 3 раза (до 0,7 Вт). Подключением нижнего по схеме вывода резистора R4 (на схеме доработанного стабилизатора он тоже R4) к плюсовому выводу конденсаторов СЗ, С4 этот эффект можно ослабить, но при этом его сопротивление должно быть уменьшено до 620 Ом.
Один из эффективных путей борьбы со сквозным током — увеличение времени нарастания тока через открывшийся ключевой транзистор. Тогда при полном открывании транзистора ток через диод VD1 уменьшится почти до нуля. Этого можно достигнуто, если форма тока через ключевой транзистор будет близка к треугольной. Как показывает расчет, для получения такой формы тока индуктивность накопительного дросселя L1 не должна превышать 30 мкГн.
Еще один путь — применение более быстродействующего коммутационного диода (VD1), например, КД219Б. Это так называемый диод с барьером Шоттки. У таких диодов выше быстродействие и меньше падение напряжения при одном и том же значении тока по сравнению с обычным кремниевым высокочастотным. Конденсаторы СЗ—С7 — из серии К52-1.
Все перечисленные выше изменения не приводят к значительному изменению принципиальной схемы и печатной платы стабилизатора.
Улучшение параметров устройства может быть получено и при изменении режима работы ключевого транзистора. Особенность работы мощного транзистора VT3 в исходном и улучшенном стабилизаторах состоит в том, что он работает в активном режиме, а не насыщенном, и поэтому имеет высокое значение коэффициента передачи тока и быстро закрывается. Однако из-за повышенного напряжения на нем, когда он открыт, рассеиваемая мощность в 1,5…2 раза превышает минимально достижимое значение.
Понизить напряжение на ключевом транзисторе можно подачей положительного относительно плюсового провода питания напряжения смещения на эмиттер транзистора VT2 (см. рис. 1). Значение напряжения смещения подбирают при налаживании стабилизатора. Если он питается от выпрямителя, подключенного к сетевому трансформатору, то для получения напряжения смещения можно предусмотреть отдельную обмотку на трансформаторе. Однако при этом напряжение смещения будет изменяться вместе с сетевым.
Для получения стабилизированного напряжения смещения стабилизатор надо доработать (рис. 4), а дроссель превратить в трансформатор Т1, намотав дополнительную обмотку II. Когда ключевой транзистор закрыт, а диод VD1 открыт, напряжение на обмотке I определяется из выражения: U1=Uвыx+UVD1. Поскольку напряжение на выходе и на диоде в это время меняется незначительно, то независимо от значения входного напряжения на обмотке II напряжение практически стабилизировано. После выпрямления его подают на эмиттер транзистора VT2.
Улучшение энергетических характеристик второго варианта доработанного стабилизатора иллюстрирует рис. 5. где для сравнения показаны аналогичные зависимости и первого варианта (сравните также с рис. 2,а в упомянутой выше статье). При этом потери на нагрев снизились в первом варианте доработанного стабилизатора на 14,7 %, а во втором — на 24,2 %, что позволяет им работать при токе нагрузки до 4 А без установки ключевого транзистора на теплоотвод.
В стабилизаторе варианта 1 дроссель L1 содержит 11 витков, намотанных жгутом из восьми проводников ПЭВ-1 0,35. Обмотку помещают в броневой магнитопровод Б22 из феррита 2000НМ. Между чашками нужно заложить прокладку из текстолита толщиной 0,25 мм. В стабилизаторе варианта 2 трансформатор Т1 образован намоткой поверх катушки дросселя L1 двух витков провода ПЭВ-1 0,35. Вместо германиевого диода Д310 можно использовать кремниевый, например, КД212А или КД212Б, при этом число витков обмотки II нужно увеличить до трех.
А. МИРОНОВ
г. Люберцы Московской обл.
РАДИО № 4, 1987 г., с. 36.
Стабилизатор напряжения серии
| Ошибка работы усилителя
Регулятор напряжения серии транзисторов:Когда маломощный стабилитрон используется в простом последовательном стабилизаторе напряжения на транзисторах, ток нагрузки ограничивается максимальным током диода. Мощный стабилитрон, используемый в такой схеме, может обеспечивать более высокие уровни тока нагрузки, но при малой нагрузке теряется много энергии. Стабилизатор с эмиттерным повторителем, показанный на рис. 17-1, является усовершенствованием простой схемы регулятора, поскольку он потребляет большой ток от источника питания только тогда, когда этого требует нагрузка.На рис. 17-1 (а) схема изображена в виде усилителя с общим коллектором (эмиттерного повторителя). На рис. 17-1 (b) схема показана в форме, обычно называемой регулятором серии . Транзистор Q 1 называется транзисторным стабилизатором напряжения серии .
Выходное напряжение (В или ) от последовательного регулятора составляет (В Z — В BE ), а максимальный ток нагрузки (I L (макс) ) может быть максимальным током эмиттера, который Q 1 может пройти.Для транзистора 2N3055 I L может приближаться к 15 A. Когда I L равен нулю, ток, потребляемый от источника питания, составляет приблизительно (I Z + I C (мин) ), где I C ( min) — минимальный ток коллектора, обеспечивающий работоспособность Q 1 . Схема стабилитрона (R 1 и D 1 ) должна обеспечивать только базовый ток транзистора. Таким образом, последовательный транзисторный стабилизатор напряжения намного более эффективен, чем простой стабилизатор на стабилитронах.
Стабилизатор напряжения серии с усилителем ошибки:Последовательный стабилизатор, использующий дополнительный транзистор в качестве усилителя ошибки , показан на рис. 17-2. Усилитель ошибки улучшает линейное регулирование и регулирование нагрузки в цепи. Усилитель также позволяет иметь выходное напряжение больше, чем напряжение на стабилитроне. Резистор R 2 и диод D 1 являются опорным стабилитроном. Транзистор Q 2 и связанные с ним компоненты составляют усилитель ошибки, который управляет последовательным транзистором (Q 1 ).Выходное напряжение делится резисторами R 3 и R 4 , и сравнивается с уровнем напряжения стабилитрона (V 2 ). C 1 — конденсатор большой емкости, обычно от 50 мкФ до 100 мкФ, подключенный на выходе для подавления любой тенденции регулятора к колебаниям.
При изменении выходного напряжения схемы это изменение усиливается транзистором Q 2 и возвращается на базу Q 1 для корректировки уровня выходного напряжения.Предположим, что схема рассчитана на V o = 12 В, а напряжение питания составляет V S = 18 В. Подходящее напряжение на стабилитроне в этом случае может быть V Z = 6 В. Для этого V Z уровень, базовое напряжение Q 2 должно быть, В B2 = В Z + V BE2 = 6,7 В. Итак, резисторы R 3 и R 4 выбраны, чтобы дать V B2 = 6,7 В и V o = 12 В. Напряжение на базе Q 1 составляет, V B1 = V o + V BE1 = 12.7 В. Кроме того, V R1 = V S — V B1 = 5,3 В. Ток через R 1 в основном является током коллектора Q 2 .
Теперь предположим, что выходное напряжение по какой-то причине немного упало. Когда V o уменьшается, V B2 уменьшается. Поскольку напряжение эмиттера Q 2 поддерживается на уровне V Z , любое уменьшение V B2 появляется на базе эмиттера Q 2 . Уменьшение V BE2 приводит к уменьшению I C2 .Когда I C2 падает, V R1 уменьшается, а напряжение на базе Q 1 повышается (V B1 = V S — V R1 ), вызывая увеличение выходного напряжения. Таким образом, уменьшение V o вызывает эффект обратной связи, который заставляет V o увеличиваться до своего нормального уровня. Используя тот же подход, повышение V o выше его нормального уровня вызывает эффект обратной связи, который снова толкает V o вниз к его нормальному уровню.
При изменении входного напряжения напряжение на резисторе R 1 изменяется, чтобы выходное напряжение оставалось постоянным. Это изменение в V R1 вызывается изменением в I C2 , которое само по себе производится небольшим изменением в V или . Следовательно, изменение напряжения питания (ΔV S ) вызывает небольшое изменение выходного напряжения (ΔV o ). Соотношение между ΔV S и ΔV o зависит от усиления усилителя ошибки.Точно так же, когда ток нагрузки (I L ) изменяется, I B1 изменяется по мере необходимости, увеличивая или уменьшая I E1 . Вариация I B1 создается изменением I C2 , которое, опять же, является результатом изменения выходного напряжения ΔV o .
Стабилизатор напряжения серии без усилителя ошибки:Характеристики последовательного стабилизатора без усилителя ошибки (рис. 17-1) аналогичны характеристикам стабилизатора на стабилитронах, за исключением случая воздействия нагрузки.Последовательный транзистор имеет тенденцию улучшать влияние нагрузки регулятора на коэффициент, равный транзистору h FE .
Усилитель ошибки в регуляторе на рис. 17-3 (воспроизведенный с рис. 17-2) улучшает все аспекты характеристик схемы на величину, непосредственно связанную с усилением напряжения усилителя (A v ). Когда V S изменяется на ΔV S , выходное изменение составляет
Если ΔV S создается изменением напряжения питания переменного тока, влияние источника питания уменьшается в A v раз.ΔV S также может быть результатом увеличения или уменьшения тока нагрузки, который вызывает изменение среднего уровня напряжения питания постоянного тока. Таким образом, нагрузка от источника питания снижается в против раз.
Теперь рассмотрим влияние пульсаций напряжения питания на схему на рис. 17-3. Форма волны пульсаций появляется на коллекторе транзистора Q 1. Если бы не было отрицательной обратной связи, она также присутствовала бы на базе Q 1 и на выходе регулятора.Однако, как и при изменении напряжения питания, входная пульсация уменьшается в A против , когда она появляется на выходе. Коэффициент подавления пульсаций рассчитывается как отношение децибел входного и выходного пульсаций напряжения.
Конструкция регулятора:Для разработки принципиальной схемы последовательного транзисторного регулятора (как показано на рис. 17-3) стабилитрон выбран так, чтобы напряжение V Z было меньше выходного напряжения. Обычно подходит напряжение на стабилитроне примерно 0,75 В o .Для каждого резистора выбираются соответствующие уровни тока, а номиналы резисторов рассчитываются по закону Ома. Транзистор Q 1 выбран так, чтобы пропускать требуемый ток нагрузки и выдерживать необходимое рассеяние мощности. Радиатор (см. Раздел 8-8) обычно требуется для последовательного транзистора в регуляторе, который обеспечивает большие токи нагрузки. Как уже говорилось, к выходу обычно подключается большой конденсатор, чтобы гарантировать стабильность переменного тока усилителя (C 1 на рис. 17-3).
Разница между входным и выходным напряжениями регулятора — это напряжение коллектор-эмиттер последовательного транзистора (Q 1 ), и это напряжение должно быть достаточно большим, чтобы транзистор оставался работоспособным. Минимальный уровень V CE1 (известный как падение напряжения ) возникает в самой низкой точке формы волны пульсаций (выпрямленного и отфильтрованного) необработанного входного постоянного тока. Если V CE1 слишком мал для правильной работы в этот момент, на выходе регулятора появляется пульсация большой амплитуды.
Шум регулятора напряженияFinesse! |
Системным разработчикам часто приходится бороться с гудением, шумом, переходными процессами и различными возмущениями, вызывающими хаос, с помощью малошумящих усилителей, генераторов и других чувствительных устройств. Многие регуляторы напряжения имеют чрезмерный уровень выходного шума, включая скачки напряжения от коммутационных цепей и высокие уровни фликкер-шума от нефильтрованных опорных сигналов. Обычные трехполюсные регуляторы будут иметь несколько сотен нановольт на корень белого шума, а некоторые эталонные устройства превышают один микровольт на корень герц.Преобразователи постоянного тока в постоянный и импульсные регуляторы могут иметь переключающие устройства в диапазоне милливольт, охватывающих широкий частотный спектр. И во многих системах есть опасные устройства, которые «загрязняют» рельсы подачи, которые в противном случае очищаются.
Традиционный подход к снижению таких шумовых продуктов до приемлемых уровней можно назвать подходом «грубой силы» — большой индуктор в сочетании с конденсатором или очищающий стабилизатор, вставленный между зашумленным стабилизатором и нагрузкой. В любом случае цепь очистки обрабатывает весь ток нагрузки, чтобы «добраться» до шума.Подход, описанный в этой статье, использует небольшую хитрость для удаления нежелательного шума без непосредственного управления сильным током источника питания.
Ключом к пониманию «тонкого» подхода является осознание того, что шумовое напряжение на много порядков ниже регулируемого напряжения, даже если оно интегрировано в довольно широкой полосе пропускания. Например, стабилизатор на 10 вольт может показывать шум 10 мкВ в полосе пропускания 10 кГц — на шесть порядков ниже 10 вольт. Естественно, шумовой ток, протекающий в резистивной нагрузке из-за этого шумового напряжения, также на шесть порядков ниже постоянного тока.Добавив крошечный резистор R последовательно с выходом регулятора и предположив, что цепи каким-то образом удается снизить шумовое напряжение на нагрузке до нуля, шумовой ток от регулятора можно рассчитать как Vn / R. Если сопротивление резистора составляет 1 Ом, то в этом примере ток шума будет 10 мкВ / 1 Ом = 10 мкА — очень маленький ток! Если токоприемник может быть спроектирован так, чтобы отводить это количество переменного тока шума на землю в нагрузке, в нагрузке не будет протекать шумовой ток. Путем усиления шума с помощью инвертирующего усилителя крутизны с правильным коэффициентом усиления можно реализовать требуемый сток тока.Требуемая крутизна просто -1 / R, где R — крошечный последовательный резистор.
Рассмотрим вариант с низким энергопотреблением, показанный на рис. 1, который может быть пригоден для очистки питания слаботочного устройства. Резистор на 15 Ом вставлен последовательно с выходом регулятора, что дает падение на 150 милливольт, когда нагрузка потребляет 10 мА — типично для малошумящего предусилителя или схемы генератора. Однотранзисторный усилитель имеет эмиттерный резистор, который в сочетании с сопротивлением эмиттерного диода дает значение около 15 Ом.На этом резисторе появляется шумовое напряжение регулятора, поэтому шумовой ток шунтируется на землю через коллектор транзистора. Снижение шума может составлять более 20 дБ без подстройки номиналов резистора, а собственный шум 2N4401 составляет всего около 1 нановольт на корень герц. Подстройка эмиттерного резистора позволяет снизить уровень шума более чем на 40 дБ.
Для более высоких токовых нагрузок желательно иметь резистор гораздо меньшего размера. Для таких приложений требуется большее усиление, и один из подходов — заменить единственный транзистор на рис.1 с составным транзистором, показанным на рис. 2. Эффективное сопротивление эмиттера составляет порядка 0,25 Ом, поэтому для последовательного резистора на 1 Ом требуется резистор эмиттера около 0,75 Ом. На схему смещается немного больший ток резистором 470 Ом, и она может обрабатывать выбросы 10 мВ любой полярности. Дарлингтон можно заменить на 2N4403, но эффективное сопротивление эмиттера будет немного выше 1 Ом.
Простота однотранзисторной схемы привлекательна, и интересно исследовать возможность использования этой схемы для более высоких токов.Одним из ограничивающих факторов является собственное сопротивление эмиттера, которое ограничивает коэффициент усиления одиночного каскада. Выберите устройство с большим кристаллом или устройство, рассчитанное на большой ток коллектора. Силовой транзистор — хороший выбор, даже если рассеиваемая мощность будет низкой. Эмиттерный резистор на рисунке 1 установлен на ноль, а резистор смещения уменьшен до 5 или 10 кОм. Коллекторный резистор выбирается для достижения желаемого усиления: по мере того, как сопротивление этого резистора падает, сопротивление эмиттера падает примерно на 0,025 / Ic, не включая собственное сопротивление.2N5192 с коллекторным резистором 270 Ом и резистором смещения 4,7 кОм будет хорошо работать с резистором считывания тока 1 Ом и будет потреблять около 40 мА. Очевидно, что усиление транзистора чувствительно к температуре без дегенерации эмиттера, но хорошее шумоподавление будет поддерживаться в широком диапазоне температур.
Те, кто склонен к экспериментам, могут захотеть попробовать шунтирующий стабилизатор TL431 вместо одиночного транзистора. Шум мерцания будет немного высоким, но схема может быть полезна для устранения всплесков переключения стабилизатора.Высокое усиление TL431 должно позволить использовать очень низкое последовательное сопротивление. Еще одно интересное устройство — CA3094, который имеет встроенный транзистор Дарлингтона, способный обрабатывать до 100 мА, а шум операционного усилителя составляет приличные 18 нВ при 10 Гц.
Эти две схемы представляют собой множество возможных версий, использующих одну и ту же базовую технику. Версия с тремя транзисторами была сконструирована для использования с резистором 0,05 Ом, а пара версий операционных усилителей была сконструирована с LM833.Хотя эти версии работают достаточно хорошо, их сложность начинает конкурировать с малошумными регуляторами напряжения. Однако одним из преимуществ является отсутствие необходимости в сильноточном проходном элементе, поэтому схема может быть довольно маленькой.
Следующая схема предназначена для фильтрации источников питания 15 В, подобных тем, которые обычно используются в измерительных приборах. Шунт значительно снижает белый шум, паразитные сигналы и линейные сигналы источника питания; затухание может превышать 40 дБ при тщательной конструкции.Значения не являются критическими, за исключением того, что коэффициент усиления усилителя должен быть очень близок к отношению резистора эмиттера транзистора к резистору последовательного шунта. В этом случае коэффициент усиления составляет 15 / 0,05 = 300. Фактически коэффициент усиления составляет 301 с указанными значениями, поэтому резистор 299 кОм теоретически будет лучше, но допуски резистора и фактическое сопротивление в шунтирующем тракте 0,05 Ом вызовут большее отклонение. Один из резисторов усиления можно сделать переменным, чтобы при желании можно было настроить производительность для самого глубокого нуля.Для достижения наилучших результатов выберите малошумящий потенциометр из металлической фольги или проволочной обмотки. Стандартные фиксированные значения обеспечат отличное снижение шума, достаточное для большинства приложений. LM833 — отличный выбор, но подойдут и многие другие малошумящие операционные усилители. Выберите операционный усилитель с широкой полосой пропускания и низким входным шумовым напряжением. Если допустимо падение напряжения, можно использовать шунтирующий резистор большего номинала; отрегулируйте усиление усилителя в соответствии с описанным выше. LM833 — это двойной операционный усилитель, поэтому в одном корпусе могут быть реализованы два шунта для фильтрации двух разных источников питания или для каскадного соединения двух шунтов для дополнительного подавления линии и снижения шума.Шунт шума не обеспечивает подавления нагрузки, кроме подавления, обеспечиваемого стабилизатором источника через резистор 0,05 Ом.
На следующем графике показаны характеристики шумового шунта при питании от трехполюсного стабилизатора. Шум регулятора составляет 330 нВ на корень герц при 100 Гц, и схема снижает этот шум до 20 нВ. Это снижение на 24 дБ достигается без каких-либо выбранных значений и без особого внимания к компоновке. Единственная потенциальная проблема — это заземление; Рекомендуются толстые дорожки заземления или даже заземляющий слой.Окончательный отказ от схемы лучше, чем явный отказ от сюжета; На низкочастотные характеристики влияет размер разделительных конденсаторов, а минимальный уровень шума ограничивается характеристиками LM833 и шумом резистора.
Одинарный транзисторснижает уровень шума LDO на 46
Из множества стабилизаторов с малым падением напряжения (LDO), обеспечивающих регулирование напряжения для электронных систем, некоторые специально разработаны с низким уровнем шума. Стабилизатор напряжения на рис. 1 , например, обеспечивает среднеквадратичное значение напряжения шума около 115 мкВ.Однако некоторые приложения со сверхмалым шумом, такие как приборы и высококачественный звук, требуют еще меньшего шума. Для выполнения этого требования схема на Рисунке 1 включает в себя внешний транзистор и простой RC-фильтр нижних частот. Вместе они снижают шум питания более чем на 46 дБ и достигают минимального уровня шума 7 нВ / .
Рис. 1. Простой RC-фильтр с внешним транзисторным драйвером подавляет шум LDO.
RC-фильтр и транзистор вставлены в цепь обратной связи регулятора напряжения.Выходное напряжение регулятора (3,3 В) дискретизируется делителем напряжения R1-R2 и возвращается на внутренний усилитель ошибки U1 на выводе 6. Усилитель ошибки сравнивает это напряжение со своим внутренним опорным напряжением и заставляет выход управлять Q1. направление, поддерживающее регулирование напряжения. Выходной сигнал U1 зашумлен, но шум фильтруется резисторами R и C, создавая очень тихое напряжение на базе Q1. В результате получается чрезвычайно низкий уровень шума на выходе 3,3 В.
Значения R1 и R2 рассчитываются с использованием уравнения из таблицы данных MAX1857:
Фильтр нижних частот, состоящий из R и C, устанавливает граничную частоту:
Выше угловой частоты фильтр нижних частот подавляет шум примерно на 20 дБ за декаду до минимального уровня шума. . Вы можете подавить как низкочастотный, так и высокочастотный шум, установив очень низкую граничную частоту, но низкая угловая частота также замедляет время отклика регулятора. Таким образом, поскольку время отклика на переходные процессы нагрузки намного меньше, чем у исходного LDO, схема на Рисунке 1 идеальна для устойчивых нагрузок постоянного тока без переходных процессов.Любой переходный процесс нагрузки с энергией выше угловой частоты создает переходное напряжение на выходе регулятора. Большой выходной конденсатор (C OUT ) помогает подавить шум, вызванный переходными процессами нагрузки.
Q1 может быть любым биполярным npn-транзистором. Транзистор с высоким коэффициентом усиления является предпочтительным, потому что он снижает базовый ток, тем самым позволяя увеличить R и меньшее C. Показанный Q1 представляет собой транзистор Дарлингтона CXTA14 от Central Semiconductor Corp. Транзисторы Дарлингтона предлагают высокий коэффициент усиления, но также и более высокое напряжение V BE напряжение, которое увеличивает разницу между входными и выходными напряжениями.Вы должны выбрать транзистор с высоким ранним напряжением, который подавляет шум источника на входе.
График зависимости плотности шума от частоты (, рис. 2, ) показывает минимальный уровень шума измерительного прибора (нижняя кривая) и выходной сигнал на рис. 1 с RC-фильтром и без него. С установленным фильтром минимальный уровень шума составляет около 7 нВ / при 200 Гц — снижение шума более 46 дБ.
Рисунок 2. Как показано на этом графике зависимости плотности шума от частоты, простой RC-фильтр на рисунке 1 подавляет шум LDO более чем на 46 дБ и обеспечивает минимальный уровень шума 7 нВ / .
Похожая версия этой дизайнерской идеи появилась в выпуске журнала Electronic Design от 14 апреля 2005 года.
| ©, Maxim Integrated Products, Inc. |
| ПРИЛОЖЕНИЕ 3656: ПРИМЕЧАНИЕ ПО ПРИМЕНЕНИЮ 3656, г. AN3656, AN 3656, г. APP3656, Appnote3656, Appnote 3656 |
maxim_web: en / products / analog / amps, maxim_web: en / products / power, maxim_web: en / products / power / linear-Regators
maxim_web: en / products / analog / amps, maxim_web: en / products / power, maxim_web: en / products / power / linear-Regators
Простые регуляторы напряжения Часть 2: Выходное сопротивление
Простые регуляторы напряжения
Часть 2.1: Выходное сопротивление (LM 317)
[Итальянская версия]Автор: Вернер Ожирс
Дополнение к части 1: Шум
В первой части этой серии мы рассмотрели шум, генерируемый на выходе ряда простых в сборке и дешевых регуляторов напряжения: однокристальных последовательных и шунтирующих регистров (LM317 / 337 и TL431), однотранзисторного эмиттера. повторитель и двухтранзисторный дискретный шунт. Исследования проводились путем записи выходного сигнала регулятора напряжения со связью по переменному току через малошумящий усилитель и АЦП с USB-подключением в персональный компьютер с последующим спектральным анализом выходного сигнала ниже 20 кГц.
Как вы помните, явными победителями конкурса стали два решения на дискретных транзисторах. Минимальный уровень шума шунтирующего регулятора был почти неотличим от самого измерительного предусилителя, а эмиттерный повторитель делал практически то же самое, только с небольшим прорывом гармоник сети 50 Гц.
Ну, больше нет. Этот прорыв в электросети был результатом прямой индукции от расположенного поблизости неэкранированного тороидального трансформатора. Перемещение (также неэкранированного) регулятора напряжения на несколько дециметров от трансформатора выявило тот же самый низкий уровень шума, что и шунтирующий регулятор.
Еще одна вещь, которая немного смущала статьи о шумах, — это странный шумовой удар 10 кГц, который сам генерируется внешним АЦП / ЦАП Terratec Phase 26. Я исследовал это дальше и обнаружил, что это очень глупая и постыдная ошибка дизайна, присущая этому в остальном прекрасному компоненту. Я определил хак, который более или менее устранил эту неисправность, по крайней мере, для частот дискретизации ниже 48 кГц, о которых вы можете прочитать в небольшом отчете, который я разместил на www.diyaudio.com.
Уровень шума АЦП TerraTec Phase 26 после необходимых модификаций некомпетентно спроектированного генератора отрицательного напряжения этого устройства
Повышение минимального уровня шума ниже 80 Гц — еще одно свидетельство опыта TerraTec.Я тоже смог справиться с этим, см. График спектра ниже. Для счетчиков и «дизайнеров» этой компании может быть интересно, что общая стоимость моих исправлений составила два резистора 1/8 Вт и один конденсатор 22 мкФ. (Если вы, ребята, и куклы, читаете это: я могу сказать вам, где разместить эти компоненты, но только если вы меня очень любезно спросите.)
Исправлен низкочастотный шумовой удар!
Позвольте мне завершить это дело, сообщив, что о неисправности, а также о ее вероятной причине было сообщено Terratec несколько месяцев назад несколькими людьми независимо, и что эта компания до сих пор не сделала ничего, чтобы исправить это или извиниться за это. .Поистине плачевное положение дел. Я надеюсь в ближайшее время отказаться от своего Terratec, чтобы купить автономный ПК с настоящей звуковой картой, Lynx L22, который на удивление не стоит , что много денег, или RME FireFace 800, что слишком много. , но предлагает подключение FireWire, столь необходимое пользователям портативных компьютеров.
Но хватит нытье, вернемся к делу …
Введение: Выходное сопротивление
Выходное сопротивление — это комбинация сопротивления и реактивного сопротивления регулятора, а также любых конденсаторов и байпасов, подключенных к нему, которые подаются на шину напряжения, которую он регулирует, и на любую подключенную к нему нагрузку.Это эквивалентный импеданс на стороне питания, через который проходит ток нагрузки, когда он проходит по петле от напряжения питания к цепи нагрузки, к земле (через нагрузку) и снова поднимается к источнику питания.
Почему мы должны об этом заботиться? Как было сказано, ток нагрузки I проходит через импеданс регулятора Z и, согласно закону Ома, развивает на нем напряжение U = Z x I. В большинстве аудиосхем ток нагрузки либо связан с самим сигналом (как в усилителях), либо явно загрязнен (как в логических схемах).В любом случае, превышение полного сопротивления источника питания является ошибкой и должно (почти) всегда быть как можно меньшим.
Почему тогда? Поскольку схемы усилителя имеют тенденцию иметь ограниченное отклонение источника питания, что означает, что они не только усиливают свой входной сигнал, но также, в меньшей степени, сигнал, передаваемый по их шинам питания. Таким образом, выход усилителя представляет собой сложную сумму его входного сигнала и всего, что находится на его шинах питания.
Это не имеет большого значения , , когда каждый регулятор питает только один каскад усиления, но вы понимаете, что все становится беспорядком, когда регулятор одновременно подает любое количество усилителей, каналов, типов схем, микросхем ЦАП, и, возможно, даже логика тоже.Порождаемые этим неприятности являются формой перекрестных помех и, в зависимости от конкретной природы вещей, перекрестных помех с большим количеством искажений и интермодуляций. Мы не хотим этого, поэтому еще раз: в целом мы хотим, чтобы выходной импеданс регулятора был низким (для низкого напряжения ошибки), с хорошей линейностью (для низкого искажения напряжения ошибки), безусловно, нерезонансным (т.е. ), и, возможно, даже чисто резистивный.
Поскольку я не оборудован для измерения выходного сопротивления , следующие разделы полностью основаны на моделировании схемы наших четырех основных типов регуляторов.Это моделирование было выполнено с помощью Catena SIMetrix, довольно хорошей программы, похожей на Spice, достойную ознакомительную версию которой можно скачать бесплатно. Как всегда с симуляцией, используемые модели не совсем то же самое, что и старая добрая реальность, и мы здесь полностью во власти существующих приблизительных моделей полупроводников. Но даже более того, пассивы имеют тенденцию быть «идеальным» средством убеждения во время симуляции. Это не имеет большого значения для резисторов в нашей небольшой истории, но конденсаторы, и особенно электролитные колпачки, которые часто используются с регуляторами напряжения, — это совсем другое дело.Я добавил к идеальным значениям емкостей симулятора ESR (эквивалентное последовательное сопротивление), которые если не совсем реальны, то по крайней мере реалистичны. Я не мог сделать это с ESL (последовательная индуктивность), поскольку поставщики конденсаторов обычно не указывают ESL в своих таблицах данных, и в любом случае общая паразитная индуктивность слишком сильно зависит от фактического макета платы, чтобы сказать что-либо значимое. Таким образом, если полностью игнорировать индуктивность крышки и с разной степенью подозрения относительно используемых моделей регуляторов и транзисторов, это означает, что следующие результаты становятся все менее заслуживающими доверия выше, скажем, 100 кГц, и больше не вызывают особой уверенности на частотах выше 1 МГц. .
Но того, что есть, достаточно, чтобы показать тенденции и дать общее представление о том, что происходит с точки зрения импеданса.
Регулятор серии LM317
Приведенная выше схема представляет собой установку для моделирования. Большую часть диаграммы вы узнаете из статьи о шумах. R4 моделирует эквивалентное последовательное сопротивление (ESR) выходного конденсатора C2 со значением около 100 мОм, обычным для конденсаторов со средним Z, около 100 мкФ, с большим ESR для конденсаторов с более низким значением. Резистор R3 составляет нагрузку, потребляя около 12 мА от регулятора.
I1 — это частотно-зависимый источник тока, обеспечивающий колебание тока в 1 ампер от 1 Гц до 1 МГц по контуру цепи. Это позволяет определить полное сопротивление источника питания, просто измерив переменную составляющую напряжения на шине питания, как U = ZxI, с I = 1. Поэтому, несмотря на то, что они обозначены как «Вольт», все следующие графики следует читать как «Ом».
Выходное сопротивление как функция тока нагрузки: 1 мА (красный), 10 мА (зеленый), 100 мА (синий). С1 = 0, С2 = 0
Выходное сопротивление LM317 даже при постоянном токе сильно зависит от тока нагрузки, при этом полное сопротивление падает с увеличением нагрузки.Это не новость, и именно по этой причине всегда рекомендуется обеспечивать, чтобы такая микросхема регулятора вырабатывала не менее 10 мА, предпочтительно 30 мА, независимо от того, какая фактическая нагрузка требуется. При 100 мА и более импеданс достигает 30 мОм или около того, становясь индуктивным на частотах выше 400 Гц. Это типично для схемы, основанной на обратной связи по контуру, использующей усилитель ошибки с небольшим коэффициентом усиления и небольшой полосой пропускания.
Все следующие графики были построены при токе нагрузки 10 мА.
Выходное сопротивление в зависимости от регулируемого конденсатора: C1 = 0 (красный), 2,2 мкФ (зеленый), 22 мкФ (синий), 220 мкФ (золотой)
Подобно уменьшению шума, обход регулировочного вывода с помощью конденсатора C1 приносит ощутимые преимущества для импеданса, по крайней мере, в области низких частот. Индуктивность (т.е. поведение нарастающего импеданса) на частотах выше 400 Гц не устраняется. В дальнейшем мы принимаем C1 = 220 мкФ.
Выходное сопротивление в зависимости от выходной емкости: C2 = 0 (красный), 2,2 мкФ (зеленый), 22 мкФ (синий), 220 мкФ (золотой).СОЭ C2 составляет 100 мОм
Добавление выходного конденсатора C2 эффективно обходит регулятор на более высоких частотах. Поскольку LM317 является индуктивным в этих областях, это создает резонансный контур и, следовательно, требуется некоторое демпфирование в виде не слишком низкого ESR конденсатора: хорошо следовать за LM317 с относительно большим конденсатором, но это Плохо использовать там колпачок с низким Z!
Выходное сопротивление в зависимости от ESR C2: 10 мР (красный), 100 мР (зеленый), 1000 мР (синий). C2 = 220 мкФ
Насколько плохо показано выше.Гипотетический конденсатор 220 мкФ / 10 мОм дает массивный резонансный пик на частоте 5 кГц. Столь же гипотетический предел 1000 мОм вообще не дает резонанса, но и не дает ничего полезного.
Электрическая фаза выходного сопротивления. C1 = 220 мкФ, C2 = 220 мкФ, 100 мР
До сих пор мы сосредоточились на величине выходного сопротивления. На графике выше показана величина для нашего типичного случая, а также электрическая фаза импеданса. Даже в пределах диапазона 20 Гц — 20 кГц фаза колеблется более чем на 80 градусов, из-за чего шина напряжения выглядит очень реактивной.
Еще один интересный момент — влияние компоновки платы на работу регулятора. Сейчас мы исследуем это только для LM317, но все, что следует ниже, одинаково верно, mutatis mutandum, практически для любого другого регулятора.
Рассмотрим следующие две топологии подключения. Ради аргументации мы заменили заземляющие провода на резисторы по 1 Ом каждый. Это преувеличение, но оно поможет нам визуализировать различия в производительности между стратегиями разводки цепей.
Плохая (слева) и правильная (справа) проводка LM317. Сопротивление заземляющего провода преувеличено как резисторы сопротивлением 1 Ом
В левой цепи регулятор и его конфигурационная сеть отделены от нагрузки проводом-проводом и проводом-выходом. Очевидно, что ток нагрузки проходит по обоим проводам, создавая на них перепады напряжения. Теперь, когда схема является такой, какая она есть, заземляющее соединение регулирующей сети LM317 больше не «видит» потенциал земли нагрузки, скорее, оно видит землю, загрязненную падением напряжения тока нагрузки на проводе заземления.
Правая цепь имеет двойное заземление: нижняя несет ток обратной нагрузки, а верхняя не несет (почти) нет тока, но соединяет сеть регулировки LM317 с заземлением истинной нагрузки.
Выходное сопротивление LM317, измеренное на нагрузке: неправильное подключение цепи (красный), правильное подключение (зеленый)
График импеданса красноречив: неправильная схема подключения не позволяет регулятору компенсировать импеданс заземляющего провода, и, следовательно, все это увеличивает импеданс регулятора.Правильная схема подключения просто компенсирует импеданс заземляющего провода и показывает внутреннее сопротивление LM317 нагрузке. Как и должно быть.
Как вы думаете, сколько подвесных источников питания в индустрии Hi-Fi установлено правильно?
Значит, неприятно. И не только в нашем хобби …
История работы: Пару недель назад младший инженер-проектировщик ASIC здесь, на F * llFactory, вошел в лабораторию, чтобы охарактеризовать новый чип, который мы создали для сверхмалошумных радиационно-устойчивых аэрокосмических приложений, подключив его к печатной плате, разработанной специально для инженерный отдел.Через некоторое время он вышел, совершенно отчаявшийся: у него была пульсация в несколько десятков милливольт при 30 кГц практически на всех линиях питания , регулируемых микросхемой, . Попробуйте измерить пределы шума устройства при тех обстоятельствах …
Я пришел и исследовал: тестируемое устройство потребляло импульсные пакеты по 100 мА от одного из своих источников с частотой повторения 5 кГц или около того. Все идет нормально. Но эта линия питания, как и все остальные, контролировалась LM317 с керамической крышкой 1 мкФ с низким Z рядом и дюжиной конденсаторов по 100 нФ, распределенных вокруг большого чипа.При емкости 2 мкФ с низким ESR неудивительно, что этот конкретный регулятор был склонен к колебаниям. А текущий профиль потребления чипа только усугубил ситуацию. Замена керамического колпачка на большой уродливый и дешевый 100 мкФ elcap полностью решила проблему и оставила источник питания стабильным и с относительно низким уровнем шума.
Я написал короткую и яркую записку в инженерный отдел.
Боевой дух этой истории? Если вы видите LM317 или какой-либо другой трехступенчатый регулятор, скорее всего, кто-то уже отлично поработал, чтобы облажаться за вас.
[Перемотать вперед на страницу 2]
© Copyright 2004 Werner Ogiers — www.tnt-audio.com
(PDF) Разработка однотранзисторного LDO-стабилизатора на основе повторителя напряжения для SoC
1400 IEEE TRANSACTIONS НА СХЕМАХ И СИСТЕМАХ — I: ОБЫЧНЫЕ БУМАГИ, ТОМ. 55, НЕТ. 5 ИЮНЯ 2008 г.
VI. ЗАКЛЮЧЕНИЕ
В этой статье описан стабилизатор LDO на основе FVF для уменьшения выходного импеданса
. Были изучены воздействия конструкции
.Обсуждалось, что структура
STC-LDO обеспечивает гораздо лучшую стабильность LDO, чем
, обычный LDO. В частности,
1) Полоса пропускания контура при низком токе нагрузки не зависит от
тока нагрузки. Он имеет более широкую полосу пропускания, чем обычный LDO
.
2) Требование ESR выходного конденсатора относительно легче достичь по сравнению с обычным LDO.
Это связано с тем, что диапазон зависимостей от нагрузки второго недоминантного полюса
ограничен.
3) STC-LDO абсолютно стабилен для выходного конденсатора
с малым или большим ESR.
4) Кроме того, он также абсолютно стабилен в состоянии без конденсатора
. Полоса пропускания контура также велика для более быстрого переходного отклика
.
Кроме того, была исследована переходная характеристика нагрузки. Было получено расчетное условие
для повышения чувствительности управляющего транзистора
. Экспериментальные результаты подтвердили анализ
и изложенные аргументы.
Наконец, таблица I суммирует существующие структуры LDO, использующие технологию
MOS, их особенности и спецификации. Из этой таблицы
он раскрывает недавно разработанные подходы LDO,
, сосредоточенные на улучшении стабильности и переходной характеристики,
, а также самую последнюю работу — более простую структуру LDO, которая
является вкладом этой статьи .
A
ЗНАНИЕ
Авторы выражают благодарность С.Ф. Луку за техническую поддержку
.
R
ЭФЕРЕНЦИИ
[1] Дж. Рамирес-Ангуло, А. Торральба, Дж. Галан, А. П. Вега-Леал и Дж.
Томбс, «Низковольтные аналоговые электронные схемы с низким энергопотреблением, использующие
повторитель напряжения с ограничением тока, ”в Proc. IEEE Int. Symp. Ind. Electron., Июль
,, 2002, стр. 1327–1330.
[2] Дж. Рамирес-Ангуло, Р. Г. Гарвахал, А. Торральба, Дж. Галан, А. П. Вега-
Леал и Дж. Томбс, «Следствие пониженного напряжения: полезный элемент для низковольтного низкого напряжения
. -силовая схема »в сб.IEEE Int. Сим. Cir-
cuits Syst., Май 2002 г., т. 3. С. 615–618.
[3] Дж. Рамирес-Ангуло, С. Гупта, И. Падилья, Р. Г. Гарваха, А. Торральба, М.
Хименес и Ф. Муньос, «Сравнение традиционных и новых структур напряжения
с повышенным напряжением. размах входного / выходного сигнала и возможности источника / приема
»в Proc. IEEE Int. Сим. Circuits Syst.,
август 2005 г., т. 2. С. 1151–1154.
[4] Т. Ю. Ман, К. Ю. Люнг, К.Н. Леунг, ПКТ Мок и М. Чан,
«Однотранзисторный регулятор с малым падением напряжения», Патент США №
7 285 952, 23 октября 2007 г.
[5] GA Rincon-Mora и PE Allen, «Оптимизированные топологии схем с формированием частоты
для LDO», IEEE Trans. Circuits Syst. II, аналог
цифр. Сигнальный процесс., Т. 45, нет. 6, pp. 703–708, Jun. 1998.
[6] Р. К. Доканиа и Г. А. Ринкон-Мора, «Отмена регулирования нагрузки в регуляторах с малым падением напряжения», Электрон.Lett., Vol. 38, нет. 22, pp.
1300–1302, октябрь 2002 г.
[7] К.Н. Леунг и ПКТ Мок, «Бесконденсаторный CMOS-стабилизатор с малым падением напряжения
с компенсацией частоты управления коэффициентом демпфирования», IEEE
J. Твердотельные схемы, т. 38, нет. 11, pp. 1691–1702, Oct. 2003.
[8] SK Lau, PKT Mok и KN Leung, «Регулятор с малым падением напряжения
для SoC с Q-снижением», IEEE J. Solid-State Circuits , т. 42, нет. 3,
pp. 658–664, Mar.2007.
[9] К. К. Чава и Дж. Сильва-Мартинес, «Схема частотной компенсации
для стабилизаторов напряжения LDO», IEEE Trans. Circuits Syst. Я, рег. Статьи,
т. 51, нет. 6, pp. 1041–1050, Jun. 2004.
[10] W.-J. Hung, S.-H. Лу, С.-И. Лю, «КМОП линейный регистр с малым падением напряжения
, с одним конденсатором Миллера», Электрон. Lett., Vol. 42, нет. 4, pp.
216–217, Feb. 2006.
[11] П. Р. Грей, П. Х. Херст, С. Х. Льюис и Р. Г.Мейер, Анализ и
Проектирование аналоговых интегральных схем, 4-е изд. Нью-Йорк: Wiley, 2001.
[12] М. Пулкин и Г.А. Ринкон-Мора, «Стабильное низкое падение напряжения, низкий импеданс
для линейных регуляторов», US № 2003/0001550, январь
2, 2003.
[13] П. Хазуча, Т. Камик, Б.А. Блучел, К. Парсонс и С. Боркар,
«Эффективный по площади линейный регулятор со сверхбыстрым регулированием нагрузки», IEEE
J. Твердотельные схемы. , т. 40, нет. 4, стр.933–940, Apr. 2005.
[14] Э. Роджерс, «Анализ устойчивости регуляторов с малым падением напряжения с проходными элементами pMOS
», Texas Instrum. Анальный. Прил. J., pp. 10–12, Aug. 1999.
[15] Б. С. Ли, «Технический обзор работы и производительности регулятора с малым падением напряжения
», Texas Instruments, Даллас, Texas Instruments Appl.
Rep. SLVA072, август 1999 г.
[16] Б. М. Кинг, «Понимание реакции LDO на переходную нагрузку»,
Texas Instrum.Анальный. Прил. J., pp. 19–23, Nov. 1999.
[17] С. К. Лау, К. Н. Леунг и П. К. Т. Мок, «Анализ топологий регуляторов с малым падением напряжения
для регулирования низкого напряжения», in Proc. Конф. Elec-
tron Devices Solid-State Circuits, 2003, стр. 379–382.
[18] К. Салми, К. Сарабелло, О. Шевалериас и Ф. Родес, «Регулятор падения напряжения 4 В, 5 мА, низкий
, использующий последовательно проходящий N-канальный полевой МОП-транзистор», Электрон.
Lett., Vol. 35, нет. 15. С. 1214–1215, июль 1999 г.
[19] Д. Хейсли и Б. Ванк, «DMOS обеспечивает резкое повышение производительности
для регуляторов LDO», EDN, стр. 141–150, июнь 2000 г.
[20] GA Rincon-Mora и PE Allen , «Низковольтный стабилизатор тока
с низким уровнем покоя и малым падением напряжения», IEEE J. Solid-State Circuits, vol. 33,
нет. 1, стр. 36–44, январь 1998 г.
[21] «Без колпачка, nMOS-стабилизатор с малым падением напряжения 150 мА с защитой от обратного тока —
», Texas Instruments, Даллас, семейство TPS731xx, 2007.
Цз Инь Ман (S’01) получил B.Eng. (высшие
с отличием), магистр наук и доктор философии. степени в области электротехники
и электронной инженерии Гонконгского университета науки и технологий
, Гонконг,
в 2001, 2003 и 2008 годах соответственно.
В настоящее время он работает в Marvell Hong Kong Ltd, Гонконг
Kong.
Г-н Ман получил первый приз в гонконгском конкурсе студенческих работ IEEE
2001 года.
Ka Nang Leung (S’02 – M’03 – SM’08) получил
B.Eng., M.Phil., Ph.D. Степень в области электротехники и
электронной техники, полученная в Гонконгском университете
, город науки и технологий, Гонконг.
Его доктор философии. Область исследований — управление питанием в
интегрированных схем в КМОП технологии. Он поступил на работу на кафедру электронной техники
Китайского университета
Гонконга в сентябре 2005 года в качестве доцента
. Он был приглашенным помощником профессора
на факультете электротехники и электроники
инженерии, Гонконгского университета науки
и технологий.Его текущие исследовательские интересы включают управление питанием в интегрированных схемах
для беспроводной связи, проектирование биомедицинских фильтров и CMOS-датчик изображения
. Кроме того, он является рецензентом технических статей в журналах IEEE
и международных конференциях.
В 1996 году проф. Люнг получил награду за лучший преподаватель от отделения «Электротехника и электроника» De-
Гонконгского университета науки и технологий
.В 2007 году он получил награду за преподавание факультета и кафедры Ex-
emplary Teaching Awards Китайского университета Гонконга. Он был лауреатом
Премии молодых ученых Гонконгского института
Science за 2003 год.
XC6206 Серия | Ваша аналоговая ИС питания и лучшее управление питанием, TOREX.
Низкое значение ESR Cap. Совместимые регуляторы положительного напряжения
Серия XC6206 — это высокоточные стабилизаторы положительного напряжения с низким током покоя, высокого напряжения, изготовленные с использованием технологий CMOS и лазерной подстройки.Серия обеспечивает высокие токи со значительно низким падением напряжения. Серия XC6206 состоит из схемы ограничителя тока, транзистора драйвера, прецизионного опорного напряжения и схемы коррекции ошибок. Серия совместима с керамическими конденсаторами с низким ESR. Схема обратной связи ограничителя тока также работает как защита от короткого замыкания для ограничителя выходного тока и выходного контакта. Выходное напряжение можно установить изнутри с помощью технологии лазерной подстройки.
Можно выбрать в 0.С шагом 1 В в диапазоне от 1,2 В до 5,0 В.
Типовая схема применения
Функции
| Максимальный выходной ток | 250 мА (5,0 В) |
|---|---|
| Падение напряжения | 160 мВ при I ВЫХ = 100 мА (5,0 В) |
| Максимальное рабочее напряжение | 6.0V |
| Диапазон выходного напряжения | 1,2 ～ 5,0 В (с шагом 0,1 В) |
| Рабочая температура окружающей среды | -40 ℃ ～ 85 ℃ |
| Конденсатор с низким ESR | Керамика с низким СОЭ |
Пакеты
ТЕХНИЧЕСКАЯ СПЕЦИФИКАЦИЯ
Отчеты о качестве
% PDF-1.6 % 82 0 объект > эндобдж xref 82 94 0000000016 00000 н. 0000002775 00000 н. 0000002913 00000 н. 0000003033 00000 н. 0000003081 00000 н. 0000003275 00000 н. 0000003988 00000 н. 0000004034 00000 п. 0000004081 00000 п. 0000004127 00000 н. 0000004172 00000 п. 0000004217 00000 н. 0000004262 00000 н. 0000004308 00000 н. 0000004354 00000 п. 0000004400 00000 н. 0000004446 00000 н. 0000004492 00000 н. 0000004538 00000 н. 0000004585 00000 н. 0000004631 00000 н. 0000004677 00000 н. 0000004755 00000 н. 0000006066 00000 н. 0000006103 00000 п. 0000006156 00000 н. 0000007596 00000 п. 0000009097 00000 н. 0000009480 00000 н. 0000010161 00000 п. 0000010374 00000 п. 0000010622 00000 п. 0000012416 00000 п. 0000014345 00000 п. 0000014478 00000 п. 0000014613 00000 п. 0000014923 00000 п. 0000015329 00000 п. 0000017322 00000 п. 0000018941 00000 п. 0000020777 00000 п. 0000021733 00000 п. 0000050065 00000 п. 0000052758 00000 п. 0000052865 00000 п. 0000073403 00000 п. 0000073717 00000 п. 0000073927 00000 н. 0000074071 00000 п. 0000104337 00000 н. 0000104605 00000 п. 0000105214 00000 п. 0000105399 00000 н. 0000105452 00000 п. 0000105505 00000 н. 0000105586 00000 п. 0000105679 00000 н. 0000105820 00000 н. 0000105988 00000 н. 0000106075 00000 п. 0000106255 00000 н. 0000106354 00000 п. 0000106488 00000 н. 0000106547 00000 н. 0000106628 00000 н. 0000107106 00000 п. 0000107267 00000 н. 0000110525 00000 н. 0000110564 00000 н. 0000111735 00000 н.